电路功能与优势
本电路是一个由高功率开关MOSFET组成的H电桥，由低压逻辑信号控制，如图1所示。该电路为低电平逻辑信号和高功率电桥提供了一个方便的接口。H电桥的高端和低端均使用低成本N沟道功率MOSFET。该电路还在控制侧与电源侧之间提供隔离。本电路可以用于电机控制、带嵌入式控制接口的电源转换、照明、音频放大器和不间断电源(UPS)等应用中。
现代微处理器和微控制器一般为低功耗型，采用低电源电压工作。2.5 V CMOS逻辑输出的源电流和吸电流在μA到mA范围。为了驱动一个12 V切换、4 A峰值电流的H电桥，必须精心选择接口和电平转换器件，特别是要求低抖动时。
ADG787是一款低压CMOS器件，内置两个独立可选的单刀双掷(SPDT)开关。采用5 V直流电源时，有效的高电平输入逻辑电压可以低至2 V。因此，ADG787能够提供驱动半桥驱动器ADuM7234所需的2.5 V控制信号到5 V逻辑电平的转换。
ADuM7234是一款隔离式半桥栅极驱动器，采用ADI公司iCoupler®技术，提供独立且隔离的高端和低端输出，因而可以专门在H电桥中使用N沟道MOSFET。使用N沟道MOSFET有多种好处：N沟道MOSFET的导通电阻通常仅为P沟道MOSFET的1/3，最大电流更高；切换速度更快，功耗得以降低；上升时间与下降时间是对称的。
ADuM7234的4 A峰值驱动电流确保功率MOSFET可以高速接通和断开，使得H电桥级的功耗最小。本电路中，H电桥的最大驱动电流可以高达85 A，它受最大容许的MOSFET电流限制。
ADuC7061 是一款低功耗、基于ARM7的精密模拟微控制器，集成脉宽调制(PWM)控制器，其输出经过适当的电平转换和调理后，可以用来驱动H电桥。
电路描述
2.5 V PWM控制信号电平转换为5 V
EVAL-ADuC7061MKZ提供2.5 V逻辑电平PWM信号，但ADuM7234在5 V电源下的最小逻辑高电平输入阈值为3.5 V。由于存在这种不兼容性，因此使用ADG787开关作为中间电平转换器。ADG787的最小输入逻辑高电平控制电压为2 V，与ADuC7061的2.5 V逻辑兼容。ADG787的输出在0 V与5 V之间切换，足以驱动3.5 V阈值的ADuM7234输入端。评估板提供两个跳线，便于配置控制PWM信号的极性。
H电桥简介
图1所示的H电桥具有4个开关元件（Q1、Q2、Q3、Q4）。这些开关成对导通，左上侧(Q1)和右下侧(Q4)为一对，左下侧(Q3)和右上侧(Q2)为一对。注意，电桥同一侧的开关不会同时导通。开关可以利用MOSFET或IGBT（绝缘栅极双极性晶体管）实现，使用脉宽调制(PWM)信号或控制器的其它控制信号接通和断开开关，从而改变负载电压的极性。
低端MOSFET（Q3、Q4）的源极接地，因此其栅极驱动信号也以地为参考。而高端MOSFET（Q1、Q2）的源极电压会随着MOSFET成对地接通和断开而切换，因此，该栅极驱动信号应参考或“自举”到该浮动电压。
ADuM7234的栅极驱动信号支持在输入与各输出之间实现真正的电流隔离。相对于输入，各路输出的工作电压最高可达±350 VPEAK，因而支持低端切换至负电压。因此，ADuM7234可以在很宽的正或负切换电压范围内，可靠地控制各种MOSFET配置的开关特性。为了确保安全和简化测试，选择12 V直流电源作为本设计的电源。
自举栅极驱动电路
高端和低端的栅极驱动器电源是不同的。低端栅极驱动电压以地为参考，因此该驱动由直流电源直接供电。然而，高端是悬空的，因此需要使用自举驱动电路，其工作原理如下所述。
观察图1所示H桥电路的左侧，自举驱动电路利用电容C1、电阻R1和R3、二极管D1实现。上电后，PWM不会立即发生，所有MOSFET都处于高阻态，直到所有直流电压完成建立。在此期间，电容C1由直流电源通过路径R1、D1、C1和R3充电。充电后的电容C1提供高端栅极驱动电压。C1充电的时间常数为τ = (R1 + R3) C1
当MOSFET在PWM信号的控制下切换时，低端开关Q3接通，高端开关Q1断开。高端的GNDA下拉至地，电容C1充电。当Q1接通时，Q3断开，GNDA上拉至直流电源电压。二极管D1反向偏置，C1电压将ADuM7234的VDDA电压驱动到约24 V。因此，电容C1在ADuM7234的VDDA和GNDA引脚之间保持约12 V的电压。这样，高端MOSFET Q1的栅极驱动电压始终参考Q1的悬空源极电压。
高端MOSFET源极上的电压尖峰
当Q1和Q4接通时，负载电流从Q1经过负载流到Q4和地。当Q1和Q4断开时，电流仍然沿同一方向流动，经过续流二极管D6和D7，在Q1的源极上产生负电压尖峰。这可能会损害某些采用其它拓扑结构的栅极驱动器，但对ADuM7234无影响，ADuM7234支持低端切换到负电压。
自举电容（C1、C2）
每次低端驱动器接通时，自举电容就会充电，但它仅在高端开关接通时才放电。因此，选择自举电容值时需要考虑的第一个参数，就是高端开关接通并且电容用作栅极驱动器ADuM7234的高端直流电源时的最大容许压降。当高端开关接通时，ADuM7234的直流电源电流典型值为22 mA。假设高端开关的导通时间为10 ms（50 Hz、50%占空比），使用公式C = I × ΔT/ΔV，如果容许的压降ΔV = 1 V，I = 22 mA，ΔT = 10 ms，则电容应大于220 μF。本设计选择330 μF的容值。电路断电后，电阻R5将自举电容放电；当电路切换时，R5不起作用。
自举限流电阻（R1、R2）
对自举电容充电时，串联电阻R1起到限流作用。如果R1过高，来自ADuM7234高端驱动电源的直流静态电流会在R1上引起过大的压降，ADuM7234可能会欠压闭锁。ADuM7234的最大直流电源电流IMAX = 30 mA。如果该电流引起的R1压降以VDROP = 1 V为限，则R1应小于VDROP/IMAX ，或33 Ω。因此，本设计选择10 Ω的电阻作为自举电阻。
自举启动电阻（R3、R4）
电阻R3启动自举电路。上电之后，直流电压不会立即建立起来，MOSFET处于断开状态。在这些条件下，C1通过路径R1、R3、D1、VS充电，其过程如下式所述：
其中， vC(t)为电容电压，VS(为电源电压，VD(为二极管压降，τ为时间常数，τ = (R1 + R3) C1。电路值如下：R1 = 10 ΩvC1 = 330 μF，VD = 0.5 V，VS = 12 V。由以上方程式可知，当R3 = 470 Ω时，电容充电到最终值的67%需要一个时间常数的时间(158 ms)。电阻值越大，则电容的充电时间越长。然而，当高端MOSFET Q1接通时，电阻R1上将有12 V电压，因此，如果电阻值过低，它可能会消耗相当大的功率。对于R3 = 470 Ω，12 V时该电阻的功耗为306 mW。
自举电容的过压保护（Z1、Z2）
如上所述，对于感性负载，当高端MOSFET断开时，电流会流经续流二极管。由于电感和寄生电容之间的谐振，自举电容的充电能量可能高于ADuM7234消耗的能量，电容上的电压可能上升到过压状态。13 V齐纳二极管对电容上的电压进行箝位，从而避免过压状况。
栅极驱动电阻（R7、R8、R9、R10）
栅极电阻（R7、R8、R9、R10）根据所需的开关时间tSW.选择。开关时间是指将 Cgd 、 Cgs 和开关MOSFET充电到要求的电荷Qgd 和 Qgs所需的时间。
描述栅极驱动电流Ig:
其中， VDD 为电源电压，RDRV为栅极驱动器ADuM7234的等效电阻， Vgs(th)为阈值电压，Rg为外部栅极驱动电阻，Qgd 和 Qgs 为要求的MOSFET电荷， tSW为要求的开关时间。
ADuM7234栅极驱动器的等效电阻通过下式计算：
根据ADuM7234数据手册，对于 VDDA = 15 V 且输出短路脉冲电流 IOA(SC) = 4 A，通过方程式3计算可知，RDRV 约为4 Ω。
根据FDP5800 MOSFET数据手册，Qgd = 18 nC， Qgs = 23 nC， Vgs(th) = 1 V。
如果要求的开关时间 tSW为100 ns，则通过方程式2求解Rg可知，Rg 约为 22 Ω。实际设计选择15 Ω电阻以提供一定的裕量。
电源轨滤波和欠压保护
由于峰值负载电流很高，因此必须对直流电源电压(VDD)进行适当的滤波，以防ADuM7234进入欠压闭锁状态，同时防止电源可能受到损害。所选的滤波器由4个并联4700 μF、25 V电容与一个22 μH功率电感串联而成，如图2所示。100 kHz时，电容的额定最大均方根纹波电流为3.68 A。由于4个电容并联，因此允许的最大均方根纹波为14.72 A。所以，IPEAK = 2√2 × IRMS = 41.63 A。
经过滤波的+12 V电压还驱动图1所示的电路。
当电源电压低于10 V时，图2所示电路便会禁用ADuM7234的输入端，从而防止ADuM7234欠压闭锁。将一个逻辑高电平信号施加于ADuM7234的DISABLE引脚可禁用该电路。
开漏式低电平有效比较器 ADCMP350 用于监视直流电源电压。电阻分压器（R12、R13）的比值经过适当选择，当电源电压为10.5 V时，分压器输出为0.6 V，与比较器的片内基准电压0.6 V相等。当电源电压降至10.5 V以下时，比较器的输出变为高电平。由于ADuM7234的输入端与输出端之间存在电流隔离，因此输出端的DISABLE信号必须通过隔离器传输到输入端。 ADuM3100是基于iCoupler 技术的数字隔离器。ADuM3100兼容3.3 V和5 V工作电压。经过滤波的12 V电源电压驱动线性调节器ADP1720 ，为ADuM3100的右侧隔离端提供5 V (+5V_1)电压，如图2所示。
负载和PWM信号
如果使用电感作为负载，当施加恒定电压时，流经电感的电流将线性变化。电压U为12 V，如果忽略导通电阻引起的MOSFET压降，则以下方程式成立：
对于50 kHz、8%占空比PWM信号，使用4 μH Coilcraft功率电感(SER2014-402)作为负载时，负载电流波形如图3所示。利用电流探头测量电感电流。
对于12 V电源电压和4 μH电感，方程式4预测斜率为3 A/μs。而实测斜率为2.8 A/μs，斜率下降的原因在于MOSFET导通电阻引起的压降。
注意，电流断开后的短时间内，波形上会出现少量响铃振荡，其原因是电感负载与续流二极管和MOSFET的寄生电容之间发生谐振。
必须注意，电路中的电感电流不得超过其额定最大值。如果超过，电感就会饱和，电流将迅速提高，可能损坏电路和电源。本电路中使用的Coilcraft SER2014-402电感负载的额定饱和电流为25 A。
